EDAboard.com | EDAboard.de | EDAboard.co.uk | EE World

Aktives Tri-Amping

NEUES THEMA

elektroda.net NewsGroups Forum Index - Electronics DE - Aktives Tri-Amping

Goto page Previous  1, 2, 3 ... 18, 19, 20, 21  Next

Rolf Bombach
Guest

Sun Feb 02, 2020 11:45 pm   



Hartmut Kraus schrieb:
Quote:
Am 29.01.20 um 13:31 schrieb Helmut Schellong:

01/26/2020 22:07      OPA1612 Datenblatt
======================================================================
Unter Features _und_ Description
steht "Distortion: 0.000015% at 1 kHz".

In der Tabelle steht der gleiche Wert hinter THD+N.
Dort steht hinter IMD (ohne N) erneut der gleiche Wert (und kleinere).

Im Diagramm 12. (Intermodulationsverzerrungen) hat die Kurve
den gleichen Verlauf wie in Diagramm 11 -- ohne '+N'.
Im Diagramm 12. beginnt die Skala mit 0.1 Vrms, in 11. mit 0.01,
deshalb wirkt 12. optisch 'schwächer'.
Die Y-Skalen sind gleich.


Hier diskutieren wir aber THD+N und nicht IM. Bei THD+N wird
auf 80 kHz Bandbreite gemessen, bei IM auf dem Intermodulationston,
nehme ich mal an, da steht jedenfalls nichts von Bandbreite.
Jedenfalls beim SMPTE werden nur die IM-Seitenbänder erfasst.
Daher wundert es (mich) nicht, dass da nichts von N steht.

Quote:
Aus diesen Gründen glaube ich nicht, daß das Diagramm 11.
nur auf Rauschen beruht, während der Klirr 0 ist.

Das hat auch keiner behauptet.


Doch. Ich. Der OPA1612 wird mit 1.1 nV/SQRT(Hz) Rauschdichte bei 1 kHz
beworben. Bei 80 kHz Bandbreite gäbe das 0.31 uVrms. Plus noch ein
bisschen, da auch Rauschen von unter dem 1/f-Knick dazu kommt. Aus
didaktischen Gründen erhöhe ich daher auf 0.35 uVrms.
Verlängert man die Kurve in Fig. 11 auf 100%, landet man mit der
X-Achse bei 0.35 uVrms. Das halte ich eben nicht für einen Zufall.
Quote:

======================================================================

Ich habe Vorstehendes vor mehreren Tagen gepostet
und danach mindestens zweimal darauf hingewiesen, aufgrund
von Fragen.
Es wird dennoch ignoriert, und abwegige Ideen werden verfolgt.


Da sehe ich mich in derselben Position.

--
mfg Rolf Bombach

Helmut Schellong
Guest

Sun Feb 02, 2020 11:45 pm   



On 02/02/2020 22:28, Rolf Bombach wrote:
Quote:
Beim
OPA sieht mir das so aus, als hätte der praktisch nur N und kein THD.
Heller Wahnsinn, keine Ahnung, wie die das hingekriegt haben.
Es gibt weitere Glanzstücke, die beeindrucken:


Single(>2€), Dual, Quad(>5€)
Rail to Rail: Inp & Outp

Vs: ±18 V ; Strom: 1 mA
GBW: 10 MHz
SR: 20 V/us
Offset: ±5 µV
Bias: ±5 pA
Inputs CM: (V-)-0.1 ... (V+)+0.1
Inputs Diff: (V+)-(V-)+0.2
Output: (V+)-0.1 ... (V-)+0.1
Output: ±60 mA
CMRR: 140 dB
Gain: 140 dB
THD+N: 0.00008%
Capac. Load: 1 nF




--
Mit freundlichen Grüßen
Helmut Schellong var_at_schellong.biz
www.schellong.de www.schellong.com www.schellong.biz
http://www.schellong.de/c.htm
http://www.schellong.de/htm/audio_proj.htm
http://www.schellong.de/htm/audio_unsinn.htm

Helmut Schellong
Guest

Mon Feb 03, 2020 12:45 am   



On 02/02/2020 23:22, Rolf Bombach wrote:
Quote:
Hartmut Kraus schrieb:
Am 29.01.20 um 13:31 schrieb Helmut Schellong:

01/26/2020 22:07      OPA1612 Datenblatt
======================================================================
Unter Features _und_ Description
steht "Distortion: 0.000015% at 1 kHz".

In der Tabelle steht der gleiche Wert hinter THD+N.
Dort steht hinter IMD (ohne N) erneut der gleiche Wert (und kleinere).

Im Diagramm 12. (Intermodulationsverzerrungen) hat die Kurve
den gleichen Verlauf wie in Diagramm 11 -- ohne '+N'.
Im Diagramm 12. beginnt die Skala mit 0.1 Vrms, in 11. mit 0.01,
deshalb wirkt 12. optisch 'schwächer'.
Die Y-Skalen sind gleich.

Hier diskutieren wir aber THD+N und nicht IM. Bei THD+N wird
auf 80 kHz Bandbreite gemessen, bei IM auf dem Intermodulationston,
nehme ich mal an, da steht jedenfalls nichts von Bandbreite.
Jedenfalls beim SMPTE werden nur die IM-Seitenbänder erfasst.
Daher wundert es (mich) nicht, dass da nichts von N steht.


Ich bin aufgrund von Postings von Dieter Michel und nachfolgenden
Berechnungen vor Tagen auch darauf gekommen, daß die Kurve über
weite Strecken wohl von '+N' dominiert wird.


--
Mit freundlichen Grüßen
Helmut Schellong var_at_schellong.biz
www.schellong.de www.schellong.com www.schellong.biz
http://www.schellong.de/c.htm
http://www.schellong.de/htm/audio_proj.htm
http://www.schellong.de/htm/audio_unsinn.htm

Fritz
Guest

Mon Feb 03, 2020 4:45 pm   



Am 02.02.20 um 22:28 schrieb Rolf Bombach:
Quote:
Die Skala startet ja erst bei 1 Vrms. Beim OPA geht sie bis 0.01 Vrms und die
Kurve biegt auch nicht so heftig ab nach oben. Die wissen schon, warum sie
beim LM833 nicht weiter gezeichnet haben. Dabei hat der LM833 recht wenig
Rauschen (OK, etwa das vierfache vom OPA) und auch sonst gute Daten,
insbesondere wenn man Alter und Preis in Relation zieht. Den Anteil von N
kannst du mit einer Extrapolation auf 0 dB zumindest abschätzen. Beim
OPA sieht mir das so aus, als hätte der praktisch nur N und kein THD.
Heller Wahnsinn, keine Ahnung, wie die das hingekriegt haben.


Die Ausgangsstufe des LM833 ist etwas ungewöhnlich aufgebaut.

TI:
Hier besser dargestellt, Page 13, 8.2:
<https://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm833.pdf>
THD auf Seite 10.

ON Semi
<https://www.onsemi.com/pub/Collateral/LM833-D.PDF>
»The LM833 output stage exhibits no dead−bandcrossover distortion, ..«

Was andere dazu sagen ...
<https://www.stereo.net.au/forums/topic/69927-the-lm833/>

Interessanter OPA Vergleich:
<https://nwavguy.blogspot.com/2011/08/op-amp-measurements.html>

»LM4562/LME49860/LME49720 – National had a dedicated team of high-end
audio engineers and they turned out some really great parts. The most
popular are these op amps which have found their way into a lot of
high-end audiophile blessed gear. The LM4562 and its siblings, in any
headphone or DAC application I can imagine, should match any of the
elite parts above. That’s objectively on an audio analyzer using the
conventional suite of audio tests and subjectively in blind listening
tests. The LM4562 was the first op amp to unseat the NE5532 as Doug
Self’s overall benchmark.«

»LM833 – This was one a National’s early attempts at a high performance
audio op amp like the 5532 but they failed to beat the 5532.«

--
Fritz
'Prosit Neujahr!'
Allen die Guten Willens sind!

Helmut Schellong
Guest

Mon Feb 03, 2020 8:45 pm   



On 01/31/2020 18:05, Helmut Schellong wrote:
Quote:
On 01/30/2020 16:24, Helmut Schellong wrote:
On 01/29/2020 23:58, Dieter Michel wrote:

Aber ich meine, ich habe 2016 bei meinen LTspice-Simulationen
auch mal einen geringeren Klirr durch höhere Amplitude gesehen.
Ich muß das aktuell mal etwas untersuchen.


Ich habe es untersucht.
Die ersten 9 Harmonischen.

Bei 30 kHz und 100% Last 0,06% Klirr (±47V, 4 Ohm).
Bei 1 V Ausgang: 0,002%

Diese Endstufe hat jedenfalls keinen geringeren
oder gleichen Klirr bei höherer Amplitude.


--
Mit freundlichen Grüßen
Helmut Schellong var_at_schellong.biz
www.schellong.de www.schellong.com www.schellong.biz
http://www.schellong.de/c.htm
http://www.schellong.de/htm/audio_proj.htm
http://www.schellong.de/htm/audio_unsinn.htm

Rolf Bombach
Guest

Tue Feb 04, 2020 11:45 pm   



Helmut Schellong schrieb:
Quote:
On 02/02/2020 23:22, Rolf Bombach wrote:

Hier diskutieren wir aber THD+N und nicht IM. Bei THD+N wird
auf 80 kHz Bandbreite gemessen, bei IM auf dem Intermodulationston,
nehme ich mal an, da steht jedenfalls nichts von Bandbreite.
Jedenfalls beim SMPTE werden nur die IM-Seitenbänder erfasst.
Daher wundert es (mich) nicht, dass da nichts von N steht.

Ich bin aufgrund von Postings von Dieter Michel und nachfolgenden
Berechnungen vor Tagen auch darauf gekommen, daß die Kurve über
weite Strecken wohl von '+N' dominiert wird.


Bei den THD-Messungen ja, und diese Messungen sind ja dann auch
was du hörst :-].

Die Intermodulationsmessungen sind oft vom Prinzip her "rauschfrei".
Bei SMPTE wird ein Prüfton von 7 kHz mit 60 Hz die Kennlinie rauf
und runter geschoben.

Jetzt sind wir beim Punkt, wo wir nur beten und hoffen können, dass
Kurt nicht mitliest.

Bei gekrümmter Kennlinie wird der Prüfton amplitudenmoduliert. Der
Liniensalat um 7 kHz wird demoduliert und vermessen. Im Prinzip
wird da das Rauschen gleich zwei mal minimiert respektive rausgemittelt.
Die 60/120 Hz-Anteile geben da noch Auskunft, ob die Kennlinie nur
quadratisch gekrümmt (A-Stufen) oder etwas S-förmig sind wie bei
den Gegentakt-(A)B-Stufen. Kann man ganz nett modellieren.

--
mfg Rolf Bombach

Fritz
Guest

Wed Feb 05, 2020 10:45 am   



Am 04.02.20 um 22:47 schrieb Rolf Bombach:
Quote:
Helmut Schellong schrieb:
On 02/02/2020 23:22, Rolf Bombach wrote:

Hier diskutieren wir aber THD+N und nicht IM. Bei THD+N wird
auf 80 kHz Bandbreite gemessen, bei IM auf dem Intermodulationston,
nehme ich mal an, da steht jedenfalls nichts von Bandbreite.
Jedenfalls beim SMPTE werden nur die IM-Seitenbänder erfasst.
Daher wundert es (mich) nicht, dass da nichts von N steht.

Ich bin aufgrund von Postings von Dieter Michel und nachfolgenden
Berechnungen vor Tagen auch darauf gekommen, daß die Kurve über
weite Strecken wohl von '+N' dominiert wird.

Bei den THD-Messungen ja, und diese Messungen sind ja dann auch
was du hörst :-].

Die Intermodulationsmessungen sind oft vom Prinzip her "rauschfrei".
Bei SMPTE wird ein Prüfton von 7 kHz mit 60 Hz die Kennlinie rauf
und runter geschoben.

Jetzt sind wir beim Punkt, wo wir nur beten und hoffen können, dass
Kurt nicht mitliest.

Bei gekrümmter Kennlinie wird der Prüfton amplitudenmoduliert. Der
Liniensalat um 7 kHz wird demoduliert und vermessen. Im Prinzip
wird da das Rauschen gleich zwei mal minimiert respektive rausgemittelt.
Die 60/120 Hz-Anteile geben da noch Auskunft, ob die Kennlinie nur
quadratisch gekrümmt (A-Stufen) oder etwas S-förmig sind wie bei
den Gegentakt-(A)B-Stufen. Kann man ganz nett modellieren.


Es gibt AFAIK noch andere standardisierte Frequenzkombinationen für IM
Messungen.

--
Fritz
'Prosit Neujahr!'
Allen die Guten Willens sind!

Rolf Bombach
Guest

Wed Feb 05, 2020 9:45 pm   



Fritz schrieb:
Quote:
Am 02.02.20 um 22:28 schrieb Rolf Bombach:
Die Skala startet ja erst bei 1 Vrms. Beim OPA geht sie bis 0.01 Vrms und die
Kurve biegt auch nicht so heftig ab nach oben. Die wissen schon, warum sie
beim LM833 nicht weiter gezeichnet haben. Dabei hat der LM833 recht wenig
Rauschen (OK, etwa das vierfache vom OPA) und auch sonst gute Daten,
insbesondere wenn man Alter und Preis in Relation zieht. Den Anteil von N
kannst du mit einer Extrapolation auf 0 dB zumindest abschätzen. Beim
OPA sieht mir das so aus, als hätte der praktisch nur N und kein THD.
Heller Wahnsinn, keine Ahnung, wie die das hingekriegt haben.

Die Ausgangsstufe des LM833 ist etwas ungewöhnlich aufgebaut.

TI:
Hier besser dargestellt, Page 13, 8.2:
https://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm833.pdf
THD auf Seite 10.


Wollte mich nicht näher über diese Antiquität auslassen, aber freue mich
dennoch, dass es das Teil noch gibt. Hätte ich nicht gedacht.
Die Ausgangsstufe ist interessant; sie vermeidet die problematischen
lateralen PNP-Transistoren, welche die Schwinggefahr bei kapazitiver
Last erhöhen. Anderes Beispiel ist die Ausgangsstufe des LF356.

Quote:


Klar hat der LM833 weniger Rauschen als der OPA2134; der letztere
ist ein FET-Opamp, welcher als Zwischenstufe in niedrohmiger
Umgebung halt die flahsce Wahl ist. Der Schreiberling hätte ja
mal was richtiges nehmen können.

Quote:


Bei Gelegenheit...

Quote:
»LM4562/LME49860/LME49720 – National had a dedicated team of high-end
audio engineers and they turned out some really great parts. The most
popular are these op amps which have found their way into a lot of
high-end audiophile blessed gear. The LM4562 and its siblings, in any
headphone or DAC application I can imagine, should match any of the
elite parts above. That’s objectively on an audio analyzer using the
conventional suite of audio tests and subjectively in blind listening
tests. The LM4562 was the first op amp to unseat the NE5532 as Doug
Self’s overall benchmark.«


Das ist interessant. Es ist leider selten geworden, dass man viel
Aufwand für ein Teil treibt, dessen kommerzieller Erfolg fraglich ist.

Quote:
»LM833 – This was one a National’s early attempts at a high performance
audio op amp like the 5532 but they failed to beat the 5532.«


Ja, schon. Nationals Schwerpunkt war halt die bezahlbare Mittelklasse.
Und jetzt ist er "teurer". Das TI-Datenblatt zum 5532 ist dürftig.

--
mfg Rolf Bombach

Rolf Bombach
Guest

Wed Feb 05, 2020 10:45 pm   



Hartmut Kraus schrieb:
Wer auch immer schrieb:

¦ Die Quellwiderstände sollten für den AD797 (100_Ohm) und den OPA1612
¦ (140_Ohm) nicht über die eingeklammerten Werte liegen.

Wo steht das? Der AD797 ist für Quellwiderstände um 300 Ohm optimal. Wobei
der Text im Datenblatt dezent konfus ist. Einerseits wird darauf hingewiesen,
dass schon 10 zusätzliche Ohm merklich das Rauschen anheben, in Fig. 33 wir
allerdings ein 100 Ohm Widerstand empfohlen, der ja angeblich kaum eine
merklichen Einfluss auf das Rauschen hätte... Egal, das Teil ist schon älter...
Beim OPA1612 liegt das Optimum bei 1 kOhm.

Es gibt mehrer Opamps, die allerdings Widerstände oder als Widerstände wirkende
Bauteile als Teil der Eingangsschutzschaltung haben, dort dann Vorsicht bei den
Überlegungen. Und die Schutzschaltungen braucht es, da die Transistoren am
Eingang wenig Spannung aushalten, da sie auf hohe Stromverstärkung hin optimiert
sind, damit das Eingangsstromrauschen nicht zu gross wird...

Quote:
Bei mir war's übrigens ursrünglich (mit meinem diskreten Preamp) so, dass ich die verschiedenen Quellen auf 20k 'runtergeteilt habe (das Rauschminimum für bipolare Transis 10...20k) und mit dem
"Eingangspegelregler" nur noch die /Gegenkopplung/ des Preamps geringfügig verändert.


Das ist nicht nachvollziehbar. Das Rauschoptimum kann in weiten Grenzen mit dem
Kollektorstrom der ersten Stufe variiert werden. Beim AD797 landet man dann bei
300 Ohm, beim LT1028 bei tiefen Frequenzen sogar bei 100 Ohm.
Es wird dann immer auf ein Wettrennen zwischen Rauschspannung und -Strom kommen.
Hast du Quellimpedanzen über 5 k oder so, solltest du auf FET-Opamps ausweichen.
Runterteilen verschlechtert stets das Rauschen.
Was anderes wäre eine Quelle mit 10 Ohm, da lohnt es sich dann, über einen 1:10 Trafo
nachzudenken, damit man auf 1 kOhm kommt, um dann den OPA1612 zu nehmen.

--
mfg Rolf Bombach

Rolf Bombach
Guest

Wed Feb 05, 2020 10:45 pm   



Fritz schrieb:
Quote:
Am 04.02.20 um 22:47 schrieb Rolf Bombach:

Bei gekrümmter Kennlinie wird der Prüfton amplitudenmoduliert. Der
Liniensalat um 7 kHz wird demoduliert und vermessen. Im Prinzip
wird da das Rauschen gleich zwei mal minimiert respektive rausgemittelt.
Die 60/120 Hz-Anteile geben da noch Auskunft, ob die Kennlinie nur
quadratisch gekrümmt (A-Stufen) oder etwas S-förmig sind wie bei
den Gegentakt-(A)B-Stufen. Kann man ganz nett modellieren.

Es gibt AFAIK noch andere standardisierte Frequenzkombinationen für IM
Messungen.


Das ist klar, insbesondere verwenden die DIM ja aggressivere Kurvenformen.
Hier ging es um ein Beispiel dafür, warum in den Diagrammen das "+N" fehlt,
etwa weil es nicht gemessen wird oder gar nicht erst anfällt.

--
mfg Rolf Bombach

Gerhard Hoffmann
Guest

Thu Feb 06, 2020 4:45 am   



Am 05.02.20 um 22:02 schrieb Rolf Bombach:

Quote:
¦ Die Quellwiderstände sollten für den AD797 (100_Ohm) und den OPA1612
¦ (140_Ohm) nicht über die eingeklammerten Werte liegen.

Wo steht das? Der AD797 ist für Quellwiderstände um 300 Ohm optimal. Wobei
der Text im Datenblatt dezent konfus ist. Einerseits wird darauf
hingewiesen,
dass schon 10 zusätzliche Ohm merklich das Rauschen anheben, in Fig. 33 wir
allerdings ein 100 Ohm Widerstand empfohlen, der ja angeblich kaum eine
merklichen Einfluss auf das Rauschen hätte... Egal, das Teil ist schon
älter...


Wenn man absolut niedrigste Rauschspannung haben will, dann ist 300 Ohm
alles andere als optimal. Der AD797 und auch der LT1028 haben eine
Rauschspannungsdichte von 1 nV/rtHz, d.h. Spannungsrauschen wie ein
60-Ohm-Widerstand bei Raumtemperatur. Wenn der Quellwiderstand auch 60
Ohm ist, hat man schon 1.414 nV/rtHz, bei 180 Ohm sind es schon
2 nV/rtHz insgesamt. Bei 300 Ohm kann man sich echt was billigeres suchen.

Die Rauschzunahme liegt nicht am OpAmp sondern am thermischen
Spannungsrauschen der Quelle.

Der AD797 hat Schutzdioden im Eingang, aber keine Strombegrenzungs-
widerstände, damit jeder mit sich selbst ausmachen kann wo die
Schmerzgrenze liegt, oder ob er lieber überhaupt vorsichtig ist.

Das wichtige Feature der rauscharmen BJTs ist der niedrige Rbb, der
mit großer Transistorgeometrie erkauft wird. Leider liegt der in
Serie zu RE, und der hängt im wesentlichen nicht von der Geometrie
ab sondern vom Emitterstrom. Für AD797 oder LT1028 braucht man
5 mA tail current, sonst hat man schon verloren. Daraus geht hervor,
dass es auch bei neuen BJT-opamps nicht viel besser als 1 nV/rtHz
werden werden wird weil 2 * 15V * 5 mA nur für die Eingangsstufe
schon ganz ordentlich heizt und man Offset-Probleme bekommt.

Das Beta wächst auch nicht in den Himmel.

Gegeben sei Collectorstrom 10 mA, beta sei 200.
IB ist dann 10e-3/200 = 50 uA

Das kreiert eine shot noise density in der Basis von sqrt( 2 q IB)

= sqrt(2 * 1.6e-19 * 50E-6) A/rtHz = 4e-12 [A/rtHz].

Das macht über 100 Ohm in der Signalquelle u = I *r = 4e-12 * 100
= 400 pV / rt Hz
Bei 1K hoffnungslos.

Gut zu merken (tnx Win!):
q = 1.6 E-19
4KT = 1.6 E-20

Ich habe einen Messverstärker gemacht mit 10 * 2 * ADA4898.
Damit kann man so bis 100 Ohm Quellwiderstand recht sorglos
mit 220 pV/rtHz Eigenrauschen herummessen.
Der ADA4898-2 war als Dual mit Thermopad eigentlich ziemlich
preisgünstig; das hat man aber zwischenzeitlich korrigiert.

Der Rauschstrom ist beim Messen unangenehm. Man bekommt
seine Auswirkung auch mit Kreuzkorrelation nicht weg weil
mit 2 Messverstärkern der Spannungsabfall am Quellwiderstand
beiden Kanälen gemeinsam ist und sich nicht wegmittelt.
Ich tendiere deshalb jetzt zu FET-Verstärkern, auch wenn
die erreichbare Rauschspannungsdichte bei FETs eher schlechter ist.

Andererseits hat jemand bei Philips Medical / Max Planck?? 400 Stk.
BF862 parallelgeschaltet und kommt auf 35 pV/rt Hz.
Es gibt eine Veröffentlichung im Netz, die suche ich aber jetzt nicht mehr.


Wenn ich schon dabei bin: der LT1028 hat bei 300 KHz einen
Rauschpeak, den das Datenblatt die ersten 15 Jahre verschwiegen hat.

Ich habe neulich gelesen, dass die neuen Audio-OpAmps von LT & TI
lediglich Industrial-Typen sind die die Offset-Spec nicht einhalten.
Von einem LT11?? habe ich auch ein Chipfoto gesehen mit "LT1028" in der
rechten unteren Ecke.

Gruß, Gerhard

horst-d.winzler
Guest

Thu Feb 06, 2020 5:45 am   



Am 05.02.20 um 22:10 schrieb Rolf Bombach:
Quote:
horst-d.winzler schrieb:

Die Quellwiderstände sollten für den AD797 (100_Ohm) und den OPA1612
(140_Ohm) nicht über die eingeklammerten Werte liegen.

Sagt wer? Im AD797-Datenblatt gibt es Beispielschaltungen mit
500 Ohm plus Quellwiderstand. Von unter 50 Ohm wird wegen der
schlechten Rauschanpassung sogar abgeraten.


"Sagt" das Datenblatt. Es sind errechnete Werte für den max.
Quellwiderstand wenn es um minimales Rauschen geht.

--
---hdw---

horst-d.winzler
Guest

Fri Feb 07, 2020 1:45 pm   



Am 06.02.20 um 04:41 schrieb Gerhard Hoffmann:
Quote:
Am 05.02.20 um 22:02 schrieb Rolf Bombach:

¦ Die Quellwiderstände sollten für den AD797 (100_Ohm) und den OPA1612
¦ (140_Ohm) nicht über die eingeklammerten Werte liegen.

Wo steht das? Der AD797 ist für Quellwiderstände um 300 Ohm optimal.
Wobei
der Text im Datenblatt dezent konfus ist. Einerseits wird darauf
hingewiesen,
dass schon 10 zusätzliche Ohm merklich das Rauschen anheben, in Fig.
33 wir
allerdings ein 100 Ohm Widerstand empfohlen, der ja angeblich kaum eine
merklichen Einfluss auf das Rauschen hätte... Egal, das Teil ist schon
älter...

Wenn man absolut niedrigste Rauschspannung haben will, dann ist 300 Ohm
alles andere als optimal.


Bei diesen Quellwiderständen wird das Spannungsrauschen U/rtHz vom
Stromrauschen I/rtHz dominiert. Ab hier sind demzufolge OpAmp mit
FET-Eingängen vorzuziehen.
Bedacht werden muß auch immer, das sich das Widerstandsrauschen der
Gegenkopplungswiderstände geometrisch addiert.

Quote:
Der AD797 und auch der LT1028 haben eine
Rauschspannungsdichte von 1 nV/rtHz, d.h. Spannungsrauschen wie ein
60-Ohm-Widerstand bei Raumtemperatur. Wenn der Quellwiderstand auch 60
Ohm ist, hat man schon 1.414 nV/rtHz, bei 180 Ohm sind es schon
2 nV/rtHz insgesamt. Bei 300 Ohm kann man sich echt was billigeres suchen.


Desterwegen auch die Angabe der Quellwiderstände. zB nach einem
Lautstärkeregler von 10kOm ist der AD797 unsinnig, da tuts ein
billigerer OpAmp mit Fet-Eingang besser.

Quote:
Die Rauschzunahme liegt nicht am OpAmp sondern am thermischen
Spannungsrauschen der Quelle.

Der AD797 hat Schutzdioden im Eingang, aber keine Strombegrenzungs-
widerstände, damit jeder mit sich selbst ausmachen kann wo die
Schmerzgrenze liegt, oder ob er lieber überhaupt vorsichtig ist.


Bei Schutzwiderständen >60 Ohm (AD797 Rbb=60 Ohm, Rauschen rt2) können
billiger OpAmts vorgezogen werden.

Quote:
Das wichtige Feature der rauscharmen BJTs ist der niedrige Rbb, der
mit großer Transistorgeometrie erkauft wird. Leider liegt der in
Serie zu RE, und der hängt im wesentlichen nicht von der Geometrie
ab sondern vom Emitterstrom. Für AD797 oder LT1028 braucht man
5 mA tail current, sonst hat man schon verloren. Daraus geht hervor,
dass es auch bei neuen BJT-opamps nicht viel besser als 1 nV/rtHz
werden werden wird weil 2 * 15V * 5 mA nur für die Eingangsstufe
schon ganz ordentlich heizt und man Offset-Probleme bekommt.


Hilft nur noch massive Parallelschaltung des AD797. Bei 4x AD797
Halbierung des Rauschens.

Quote:
Das Beta wächst auch nicht in den Himmel.

Gegeben sei Collectorstrom 10 mA, beta sei 200.
IB ist dann 10e-3/200 = 50 uA

Das kreiert eine shot noise density in der Basis von sqrt( 2 q IB)

=   sqrt(2 * 1.6e-19  * 50E-6) A/rtHz = 4e-12 [A/rtHz].

Das macht über 100 Ohm in der Signalquelle u = I *r = 4e-12 * 100
= 400 pV / rt Hz
Bei 1K hoffnungslos.

Gut zu merken (tnx Win!):
q    =  1.6 E-19
4KT    =  1.6 E-20

Ich habe einen Messverstärker gemacht mit 10 * 2 * ADA4898.
Damit kann man so bis 100 Ohm Quellwiderstand recht sorglos
mit 220 pV/rtHz Eigenrauschen herummessen.
Der ADA4898-2 war als Dual mit Thermopad eigentlich ziemlich
preisgünstig; das hat man aber zwischenzeitlich korrigiert.

Der Rauschstrom ist beim Messen unangenehm. Man bekommt
seine Auswirkung auch mit Kreuzkorrelation nicht weg weil
mit 2 Messverstärkern der Spannungsabfall am Quellwiderstand
beiden Kanälen gemeinsam ist und sich nicht wegmittelt.
Ich tendiere deshalb jetzt zu FET-Verstärkern, auch wenn
die erreichbare Rauschspannungsdichte bei FETs eher schlechter ist.

Andererseits hat jemand bei Philips Medical / Max Planck?? 400 Stk.
BF862 parallelgeschaltet und kommt auf 35 pV/rt Hz.
Es gibt eine Veröffentlichung im Netz, die suche ich aber jetzt nicht mehr.


Wenn ich schon dabei bin: der LT1028 hat bei 300 KHz einen
Rauschpeak, den das Datenblatt die ersten 15 Jahre verschwiegen hat.

Ich habe neulich gelesen, dass die neuen Audio-OpAmps von LT & TI
lediglich Industrial-Typen sind die die Offset-Spec nicht einhalten.
Von einem LT11?? habe ich auch ein Chipfoto gesehen mit "LT1028" in der
rechten unteren Ecke.

Gruß, Gerhard


--
---hdw---

Gerhard Hoffmann
Guest

Fri Feb 07, 2020 2:45 pm   



Am 07.02.20 um 13:26 schrieb horst-d.winzler:
Quote:
Am 06.02.20 um 04:41 schrieb Gerhard Hoffmann:
Am 05.02.20 um 22:02 schrieb Rolf Bombach:

¦ Die Quellwiderstände sollten für den AD797 (100_Ohm) und den OPA1612
¦ (140_Ohm) nicht über die eingeklammerten Werte liegen.

Wo steht das? Der AD797 ist für Quellwiderstände um 300 Ohm optimal.
Wobei
der Text im Datenblatt dezent konfus ist. Einerseits wird darauf
hingewiesen,
dass schon 10 zusätzliche Ohm merklich das Rauschen anheben, in Fig.
33 wir
allerdings ein 100 Ohm Widerstand empfohlen, der ja angeblich kaum eine
merklichen Einfluss auf das Rauschen hätte... Egal, das Teil ist
schon älter...

Wenn man absolut niedrigste Rauschspannung haben will, dann ist 300 Ohm
alles andere als optimal.

Bei diesen Quellwiderständen wird das Spannungsrauschen U/rtHz vom
Stromrauschen I/rtHz dominiert. Ab hier sind demzufolge OpAmp mit
FET-Eingängen vorzuziehen.


Bei 100 Ohm und auch noch bei 200 kann von Dominieren des Stromrauschens
noch keine Rede sein. Ich hab's ja vorgerechnet. Beim 797 kann man 2.5
mA pro Eingangstransistor ansetzen, das wären dann bei beta=200 etwa
100 pV/rtHz vom Stromrauschen bei 100 Ohm. Bei doppelt so gutem Beta
eben die Hälfte.

Bei 20 parallelen ADA4898-OpAmps und 60 Ohm kann man jedenfalls das
Stromrauschen noch venachlässigen.
<
https://www.flickr.com/photos/137684711_at_N07/46175592942/in/album-72157662535945536/
>

Kurzschluss gegen 60 Ohm ergibt etwa 200-220 pV/rtHz efektive
Eingangsrauschdichte.



Quote:
Bedacht werden muß auch immer, das sich das Widerstandsrauschen der
Gegenkopplungswiderstände geometrisch addiert.

Der AD797 und auch der LT1028 haben eine
Rauschspannungsdichte von 1 nV/rtHz, d.h. Spannungsrauschen wie ein
60-Ohm-Widerstand bei Raumtemperatur. Wenn der Quellwiderstand auch 60
Ohm ist, hat man schon 1.414 nV/rtHz, bei 180 Ohm sind es schon
2 nV/rtHz insgesamt. Bei 300 Ohm kann man sich echt was billigeres
suchen.

Desterwegen auch die Angabe der Quellwiderstände. zB nach einem
Lautstärkeregler von 10kOm ist der AD797 unsinnig, da tuts ein
billigerer OpAmp mit Fet-Eingang besser.

Die Rauschzunahme liegt nicht am OpAmp sondern am thermischen
Spannungsrauschen der Quelle.

Der AD797 hat Schutzdioden im Eingang, aber keine Strombegrenzungs-
widerstände, damit jeder mit sich selbst ausmachen kann wo die
Schmerzgrenze liegt, oder ob er lieber überhaupt vorsichtig ist.

Bei Schutzwiderständen >60 Ohm (AD797 Rbb=60 Ohm, Rauschen rt2) können
billiger OpAmts vorgezogen werden.

Das wichtige Feature der rauscharmen BJTs ist der niedrige Rbb, der
mit großer Transistorgeometrie erkauft wird. Leider liegt der in
Serie zu RE, und der hängt im wesentlichen nicht von der Geometrie
ab sondern vom Emitterstrom. Für AD797 oder LT1028 braucht man
5 mA tail current, sonst hat man schon verloren. Daraus geht hervor,
dass es auch bei neuen BJT-opamps nicht viel besser als 1 nV/rtHz
werden werden wird weil 2 * 15V * 5 mA nur für die Eingangsstufe
schon ganz ordentlich heizt und man Offset-Probleme bekommt.

Hilft nur noch massive Parallelschaltung des AD797. Bei 4x AD797
Halbierung des Rauschens.


Massiv geht aber anders!


Gruß, Gerhard

Rolf Bombach
Guest

Fri Feb 07, 2020 8:45 pm   



Helmut Schellong schrieb:

Quote:
Ich habe Beyschlag MiniMelf liegen, von 10R bis 1M, 1%, 25 ppm/K.
Mit denen muß ich auskommen.

Es ist reichlich seltsam, was die da unter dem ersten Link meinen:
Die belasten Widerstände mit 0,3 Watt und warten 9 s lang, wie
sich deren Wert dadurch verändert.
So etwas ist doch nur bei <0,03 Hz bedeutsam.


Die thermische Zeitkonstante ist wesentlich kürzer. Für die Messung
werden die 10 tau oder so warten. Mit deiner Heizleistung ist
es wohl egal. Die tiefste Heizfrequenz ist ja 40 Hz (2x20).
Quote:

Für mich ist das irrelevant, schon, weil ich eher
mit nur 0,03 Watt belaste.
Und Widerstände, die z.B. 2mm voneinander entfernt sind,
erwärmen sich gegenseitig.


Das wäre nur für präzisions-DC-Anwendungen wichtig.

Quote:
Eine Verzerrung aufgrund des sich ändernden Momentwertes
einer Spannung ist das doch gar nicht.
Aber nur das wäre relevant für mich.


Die ist eben nicht null. Bei 0805-Schüttsplitt würdest du
dir 0.02% Klirr einhandeln. Das ist zwar praktisch Null, aber
die Werte der Opamps wären kaputt.
Du verwendest zum Glück gute Widerstände.

https://www.vishay.com/docs/20004/smm0204.pdf

Deine Werte dürften daher sogar auf 15ppm/K kommen, womit das
erste Problem weg ist.
Das andere hat sich auch verflüchtigt. Ich hab nochmals rumgerechnet.
Für DC-Messungen ist die "integrale" Nichtlinearität der Widerstände
unangenehm, für AC-Klirr hingegen mittelt sich einiges mit dem
durchschnittlichen dynamischen Widerstand weg. So grob gerundet
und burschikos ausgedrückt: 1 % Nichtlinearität gibt nur 0.1 Klirr.

Und da sind qualitativ bessere, nicht allerwinzigste Mini-Melf in
Metallfilm sehr gut. Angegeben ist ein A3 von 110 dB. Die Kurve
scheint durch Messprobleme begrenzt. Deine 18k sind da gerade
auf der Ecke. Zwei mal 9k in Serie könnten minimal besser sein,
da der Effekt Spannungs- und Widerstandsabhängig ist.

--
mfg Rolf Bombach

Goto page Previous  1, 2, 3 ... 18, 19, 20, 21  Next

elektroda.net NewsGroups Forum Index - Electronics DE - Aktives Tri-Amping

NEUES THEMA

Arabic version Bulgarian version Catalan version Czech version Danish version German version Greek version English version Spanish version Finnish version French version Hindi version Croatian version Indonesian version Italian version Hebrew version Japanese version Korean version Lithuanian version Latvian version Dutch version Norwegian version Polish version Portuguese version Romanian version Russian version Slovak version Slovenian version Serbian version Swedish version Tagalog version Ukrainian version Vietnamese version Chinese version Turkish version
EDAboard.com
WTWHMEDIA