1,8V SPI programmieren mit 5V...

[Wolfgang Martens]

Hat schon mal jemand erfolgreich ein 1,8V SPI Ziel mit 5V Signalpegel
über Pegelwandler programmiert? Wie?

Ich möchte ein Bluetoothmodul mit CSR8635 über seine SPI Schnittstelle
mittels USBasp programmieren. Der Mega-AVR vom Programmer liefert SPI
mit 5V Signalpegel und kann einige 10mA treiben.
Beim CSR8635 arbeitet der Digitalteil mit VCC 1,8V, der zulässige
Schutzdiodenstrom ist nicht spezifiziert, einige 10mA sind sicher zu viel.
Außerdem werden 1,8V (wenn überhaupt) Ausgangspegel auf MISO nicht
reichen um vom 5V AVR als high erkannt zu werden (0,7x5V=3,5V).

Es muss also ein Pegelkonverter dazwischen.
Dazu gibt es die AN10441 preiswert als fertige Platine.
Bitte Punkt 2.1.1.3 lesen:
https://www.nxp.com/docs/en/application-note/AN10441.pdf
https://www.ebay.de/itm/4-Kanal-Pegelwandler-I2C-5V-3-3V-Level-Shifter-Konverter-Arduino-Raspberry-Pi/252742078456

Die gelieferte Platine ist mit BSS138 bestückt
https://www.onsemi.com/pub/Collateral/BSS138-D.PDF
Der soll 1,3V GS-Schwellwert haben, gemessen habe ich 1,55V und 0,6V
für die interne Diode.

(Punkt 2.1.1.3) Wenn der AVR einen Ausgang auf 0,0V zieht, liegt der
Grenzwert für die Zielsystemspeisespannung bei 1,55+0,6=2,15V um
zuverlässig dort low zu erzeugen. Es wird bei 1,8V also nicht
funktionieren.

Gibt es eine Lösung?


In diesem Pegelwandler ist der SOT23 Fet mit 02E4 (O2E4?) markiert:
https://www.ebay.de/itm/Pegelwandler-5V-3-3V-4Kanal-4CH-Level-Shifter-Converter-I2C-SPI-Arduino-RPi/172996578313
Den kann ich nicht identifizieren, 02 (O2?) könnte sein:
MTN2302N3
http://www.s-manuals.com/pdf/datasheet/m/t/mtn2302n3_cystek.pdf
BST82
https://www.diodes.com/assets/Datasheets/products_inactive_data/BST82.pdf
Da das alles meist aus der gleichen Chinaquelle kommt, ist da
inzwischen bestimmt auch BSS138 drin.

 

[Sebastian Wolf]

Am 11.08.2020 um 23:44 schrieb Wolfgang Martens:

> Gibt es eine Lösung?

Hast doch schon erkannt, dass du andere MOSFETs benötigst.

Rohm hat welche mit bemerkenswert geringer Thresholdspannung.

 

[Gerhard Hoffmann]

Am 11.08.20 um 23:44 schrieb Wolfgang Martens:

Hat schon mal jemand erfolgreich ein 1,8V SPI Ziel mit 5V Signalpegel
über Pegelwandler programmiert? Wie?

Ich sehe das Problem nicht. Du willst doch SPI und nicht I2C?
Bei SPI sind die Richtungen doch sauber getrennt, ganz ohne
den open collector-Schwachsinn des I2C, bei dem Puffern eigentlich
schon vom Prinzip her nicht gescheit funktionieren kann.

Bei SPI reichen Spannungsteiler von 5V auf 1V8 und in der
Gegenrichtung ein LVC-Buffer zum Hochpäppeln von MISO.

Gruß, Gerhard

(der gerade den ADF5356 mit dem Beaglebone Black programmiert)

 

[Wolfgang Martens]

Am 12.08.2020 um 01:12 schrieb Gerhard Hoffmann:

Hat schon mal jemand erfolgreich ein 1,8V SPI Ziel mit 5V
Signalpegel über Pegelwandler programmiert? Wie?
Bei SPI reichen Spannungsteiler von 5V auf 1V8 und in der
Gegenrichtung ein LVC-Buffer zum Hochpäppeln von MISO.

Danke, die Spannungsteilerlösung gefällt mir, simpel und sofort
realisierbar.
Und wie komme ich mit einem LVC von 1,8 auf 5V? Gibt es den mit Open
Collector für einen 5V Pull up? Oder muss ein NPN als Open Collector
dahinter? Und LVCs habe ich nicht da.

Ich habe was alternatives mit zwei NPN gezeichnet. Kommentare?
https://www.bilder-upload.eu/upload/cb0805-1597197323.jpg
Die Schottky schützt den CSR Port bei Ausfall seiner 1,8V, weil im
Datenblatt kein Strom spezifiziert ist (VCC+0,4V). Kann es sein, dass
der CSR nicht mal 1mA aushält, oder bin ich da zu vorsichtig?
Seite 70: https://datasheetspdf.com/pdf/869877/CSR/CSR8635/1

Hast doch schon erkannt, dass du andere MOSFETs benötigst.
Rohm hat welche mit bemerkenswert geringer Thresholdspannung.

@ Sebastian Wolf: Ja vier RYC002N05 würden alles zukunftssicher
universal lösen. Komme ich aber nicht leicht ran.

 

[Gerhard Hoffmann]

Am 12.08.20 um 02:13 schrieb Wolfgang Martens:

Am 12.08.2020 um 01:12 schrieb Gerhard Hoffmann:
Hat schon mal jemand erfolgreich ein 1,8V SPI Ziel mit 5V Signalpegel
über Pegelwandler programmiert? Wie?
Bei SPI reichen Spannungsteiler von 5V auf 1V8 und in der
Gegenrichtung ein LVC-Buffer zum Hochpäppeln von MISO.

Danke, die Spannungsteilerlösung gefällt mir, simpel und sofort
realisierbar.
Und wie komme ich mit einem LVC von 1,8 auf 5V? Gibt es den mit Open
Collector für einen 5V Pull up? Oder muss ein NPN als Open Collector
dahinter? Und LVCs habe ich nicht da.

Ich habe was alternatives mit zwei NPN gezeichnet. Kommentare?
https://www.bilder-upload.eu/upload/cb0805-1597197323.jpg
Die Schottky schützt den CSR Port bei Ausfall seiner 1,8V, weil im
Datenblatt kein Strom spezifiziert ist (VCC+0,4V). Kann es sein, dass
der CSR nicht mal 1mA aushält, oder bin ich da zu vorsichtig?

Ich kenne den CSR nicht. Die Diode kostet ja fast nix.
Ich glaube, das würde funktionieren.

74LVC ist unterschiedlich je nach Serie. Einige sind 5V-tolerant,
andere nicht.

Gruß, Gerhard

 

[Hans-Juergen Schneider]

Wolfgang Martens wrote:

Ich habe was alternatives mit zwei NPN gezeichnet. Kommentare?
https://www.bilder-upload.eu/upload/cb0805-1597197323.jpg

Im unteren Schaltungsteil könntest Du eine Basisschaltung nehmen.
Also die 2k2 an die 1V8 und dem Emitter an den Gatterausgang.
Das spart den zweiten Transistor.

MfG
hjs

 

[Gerhard Hoffmann]

Am 12.08.20 um 11:17 schrieb Hans-Juergen Schneider:

Wolfgang Martens wrote:

Ich habe was alternatives mit zwei NPN gezeichnet. Kommentare?
https://www.bilder-upload.eu/upload/cb0805-1597197323.jpg

Im unteren Schaltungsteil könntest Du eine Basisschaltung nehmen.
Also die 2k2 an die 1V8 und dem Emitter an den Gatterausgang.
Das spart den zweiten Transistor.

Die minimale Ausgangsspannung wäre dann 1V8, auch wenn man den
Transistor voll in die Sättigung treibt. 1V8 ist die nominelle
Umschaltspannung bei TTL, bei 3V3 CMOS wäre die Schwelle dann
bei 1/2 * 3V3, damit hätte man keinen Störabstand bei Low, oder
im CMOS-Fall immer High.
Selbst wenn man die 2K2 tiefer als 1V8 legt wird das nicht wirklich schön.

Gruß, Gerhard

 

[Marte Schwarz]

Hi Gerhard,

Im unteren Schaltungsteil könntest Du eine Basisschaltung nehmen.
Also die 2k2 an die 1V8 und dem Emitter an den Gatterausgang.
Das spart den zweiten Transistor.

Die minimale Ausgangsspannung wäre dann 1V8,

Wieso das denn? Wenn der Emitter auf 1V8 ist, sperrt der Transistor und
der Kollektor kann über Rc an 5 V gezogen sein. Wird am Emitter aber auf
null gezogen, dann wird der Transistor durchsteuern und den Kollektor
bis auf wenige 100 mV über Nullniveau des Ausgangs ziehen. Klassische
TTL-Eingangsschaltungstechnik eben.

Die Schaltschwelle des Transistors wird 1V8 -Ube sein, also um die 1V2
oder 1V3 Das sollte gut passen.

Marte

 

[Wolfgang Martens]

Ich habe was alternatives mit zwei NPN gezeichnet. Kommentare?
https://www.bilder-upload.eu/upload/cb0805-1597197323.jpg

Die Schottky schützt den CSR Port bei Ausfall seiner 1,8V, weil
im Datenblatt kein Strom spezifiziert ist (VCC+0,4V).
https://datasheetspdf.com/pdf/869877/CSR/CSR8635/1

Nach genauer Analyse der Seite 70 bin ich zur Überzeugung gekommen,
dass keine Rückstromgrenze angegeben ist, weil der überhaupt nicht
erlaubt ist. Das absolute VCC+0,4V Limit sagt ja, dass die interne
Diode gar nicht in den leitend Bereich kommen darf. S.58+68 zeigen wo
Rückstrom in den 1,8V Bus intern überall hin gelangen und Schaden
anrichten könnte.
Deshalb habe ich die gezeichnete Lösung vom Spannungsteiler mit
Schutzdiode verworfen. Ich favorisiere stattdessen in der AN10441
Schaltung die Fet-Diode durch 1N5818 zu überbrücken (gemessen
156mV/1mA). Damit erreiche ich 0,2V low, CSR limit ist 0,4V.

Im unteren Schaltungsteil könntest Du eine Basisschaltung nehmen.
Also die 2k2 an die 1V8 und dem Emitter an den Gatterausgang. Das
spart den zweiten Transistor.

Super! (Obere Schaltung in ...408.jpg) Das gefällt mir viel besser als
meine Zweitransistorlösung. Bei 2k2 und Ube=0,7V fließt selbst bei
0,8V noch Ib=45µA. Das reicht immer noch um mit 10k Pull up die 1,0V
low Schwelle vom Atmel zu unterschreiten.

Zudem kann ich alles ohne Neuaufbau auf die vorhandene
Pegelwandlerplatine in die bestehenden Löcher löten! Die vorhandene
Schaltung bleibt drin und ist bei zu niedriger Spannung inaktiv.
https://www.ebay.de/itm/252742078456
Da ich die Fets mit Ugs 1,55V/1mA gemessen habe, sollte es für MISO
bei 1,8V Ugs sogar mit der Originalschaltung klappen.

Hier der aktuelle Schaltungsstand, Erweiterung in rot, vielleicht kann
es mal jemand gebrauchen.
Ich denke das sollte auch mit einem 1,0V Zielsystem noch
funktionieren. Limit ist, ob dieses 0,2V sicher als low erkennt.
https://www.bilder-upload.eu/upload/2cab0f-1597268408.jpg

 

[Gerhard Hoffmann]

Am 12.08.20 um 13:38 schrieb Marte Schwarz:

Hi Gerhard,

Im unteren Schaltungsteil könntest Du eine Basisschaltung nehmen.
Also die 2k2 an die 1V8 und dem Emitter an den Gatterausgang.
Das spart den zweiten Transistor.

Die minimale Ausgangsspannung wäre dann 1V8,

Wieso das denn? Wenn der Emitter auf 1V8 ist, sperrt der Transistor und
der Kollektor kann über Rc an 5 V gezogen sein. Wird am Emitter aber auf
null gezogen, dann wird der Transistor durchsteuern und den Kollektor
bis auf wenige 100 mV über Nullniveau des Ausgangs ziehen. Klassische
TTL-Eingangsschaltungstechnik eben.

Die Schaltschwelle des Transistors wird 1V8 -Ube sein, also um die 1V2
oder 1V3 Das sollte gut passen.

<
https://www.flickr.com/photos/137684711@N07/50219444188/in/dateposted-public/lightbox/
>

So klassisch dann auch wieder nicht. Es rächt sich eben, wenn man
den Transistor knackig in die Sättigung treibt. Und wenn man bei
einem npn bei Vb = 1V8 ein Vc = 0 will, dann ist das schon sehr
knackig.

Durch Variation der Widerstände kann man skurrile Kurvenformen erzeugen.
Der High-Level funktioniert nicht, weil der Collectorstrom ganz einfach
über die Basis versickert.


Gruß, Gerhard

--
Oh, diese tropischen Nächte!

 

[Marte Schwarz]

Hi Gerhard,

Wieso das denn? Wenn der Emitter auf 1V8 ist, sperrt der Transistor
und der Kollektor kann über Rc an 5 V gezogen sein. Wird am Emitter
aber auf null gezogen, dann wird der Transistor durchsteuern und den
Kollektor bis auf wenige 100 mV über Nullniveau des Ausgangs ziehen.
Klassische TTL-Eingangsschaltungstechnik eben.

https://www.flickr.com/photos/137684711@N07/50219444188/in/dateposted-public/lightbox/

So klassisch dann auch wieder nicht. Es rächt sich eben, wenn man
den Transistor knackig in die Sättigung treibt. Und wenn man bei
einem npn bei Vb = 1V8 ein Vc  = 0 will, dann ist das schon sehr
knackig.

Durch Variation der Widerstände kann man skurrile Kurvenformen erzeugen.
Der High-Level funktioniert nicht, weil der Collectorstrom ganz einfach
über die Basis versickert.

Du nimmst ja auch einen VW-Käfer fürs Formel 1 Rennen. Das kann ja
nichts werden. Mit 10 k am OC eines dicken NF-Transistors wirst Du nie
in MHz-Frequenzen vordringen wollen. Die Sättigung hatten unsere
Vorfahren mit einer Schottky-Diode zwischen Basis und Kollektor
ausgehebelt. Aber die Kapazitäten bleiben zu laden. Da muss bei solchen
Frequenzen was feineres rein. Ich hab aber gerade nicht die Zeit, das
herauszufiesseln.

Marte

 

[Enrik Berkhan]

Marte Schwarz <marte.schwarz@gmx.de> wrote:

Hi Gerhard,

https://www.flickr.com/photos/137684711@N07/50219444188/in/dateposted-public/lightbox/

Durch Variation der Widerstände kann man skurrile Kurvenformen erzeugen.
Der High-Level funktioniert nicht, weil der Collectorstrom ganz einfach
über die Basis versickert.

Du nimmst ja auch einen VW-Käfer fürs Formel 1 Rennen. Das kann ja
nichts werden. Mit 10 k am OC eines dicken NF-Transistors wirst Du nie
in MHz-Frequenzen vordringen wollen. Die Sättigung hatten unsere
Vorfahren mit einer Schottky-Diode zwischen Basis und Kollektor
ausgehebelt. Aber die Kapazitäten bleiben zu laden. Da muss bei solchen
Frequenzen was feineres rein. Ich hab aber gerade nicht die Zeit, das
herauszufiesseln.

Ich hatte das gestern ganz ähnlich getestet aber \"aus Versehen\" ein BC547B
Modell (von NXP?) verwendet. Damit sieht das deutlich besser aus.

Viele Grüße,
Enrik

 

[Wolfgang Martens]

Am 13.08.2020 um 01:58 schrieb Gerhard Hoffmann:

https://www.flickr.com/photos/137684711@N07/50219444188/in/dateposted-public/lightbox/
Es rächt sich eben, wenn man den Transistor knackig in die
Sättigung treibt.
Durch Variation der Widerstände kann man skurrile Kurvenformen
erzeugen. Der High-Level funktioniert nicht, weil der
Collectorstrom ganz einfach über die Basis versickert.

In den schönen Simulationsbildern konnte ich nur erkennen, dass es
nicht geht, aber nicht was genau passiert. Deshalb habe ich es mal mit
BC547B/BF199 zusammengelötet. Bei 200kHz sieht man viel besser was
genau passiert. Mit einer B-C Schottkydiode ist zwar die
Sättigungsverzögerung weg (800/300ns), dafür steigt Uc langsamer an
und braucht viel länger bis 4V erreicht werden. Und der low Pegel
steigt von 0,2 auf 0,8V.
Am besten war BF199 ohne Schottky. 4V wurden nach 400ns erreicht.
Damit sollte es bis vielleicht 250kHz Takt funktionieren.

Weiß jemand wie schnell der USBasp maximal kann und welchen Takt die
CSR Software nutzt?

Als Verbesserung zu BSS138 habe ich low Ugs SOT-23 Fet entdeckt, die
besser erhältlich sind als der RYC002N05: BSH103, BSH105 und SI2302.

Mittlerweile ist mir aber klar geworden, dass ich versuche das Rad neu
zu erfinden.
Passend ab 1,2V und 20Mbps wäre https://www.ti.com/lit/gpn/TXB0104
https://www.conrad.de/de/p/adafruit-1875-erweiterungsmodul-1516569.html

 

[Marte Schwarz]

Hi Wolfgang,

In den schönen Simulationsbildern konnte ich nur erkennen, dass es nicht
geht, aber nicht was genau passiert. Deshalb habe ich es mal mit
BC547B/BF199 zusammengelötet. Bei 200kHz sieht man viel besser was genau
passiert. Mit einer B-C Schottkydiode ist zwar die Sättigungsverzögerung
weg (800/300ns), dafür steigt Uc langsamer an und braucht viel länger
bis 4V erreicht werden.

Es muss eben erst mal die Kollectorkapazität geladen werden und dabei
auch noch Kollege Miller, der in diesem Fall noch durch die Schottky
Unterstützung findet. Also: Schnelle Transis und kleinste Schottkys,
dann kanns was werden. Auf keinen Fall dicke und lahme Transistoren, wie
2N222 oder BC337. BF199 klingt da erfolgversprechender

Und der low Pegel steigt von 0,2 auf 0,8V.
> Am besten war BF199 ohne Schottky.

Welche Schottky hast Du denn probiert?

4V wurden nach 400ns erreicht. Damit
sollte es bis vielleicht 250kHz Takt funktionieren.

Immer noch zu langsam

Weiß jemand wie schnell der USBasp maximal kann und welchen Takt die CSR
Software nutzt?

Keine Ahnung, aber SPI macht man normalerweise ja schon eher im
MHz-Bereich.

Mittlerweile ist mir aber klar geworden, dass ich versuche das Rad neu
zu erfinden.
Passend ab 1,2V und 20Mbps wäre https://www.ti.com/lit/gpn/TXB0104
https://www.conrad.de/de/p/adafruit-1875-erweiterungsmodul-1516569.html

https://e2e.ti.com/support/logic/f/151/t/907073?keyMatch=TXB0104&tisearch=Search-EN-everything

Unidirektional würde mir besser gefallen udn nich mag auch nicht
glauben, dass es das nicht von der Stange geben soll. Die
TI-Suchmaschine war aber schon deutlich besser.

Marte

 

[Michael Schwingen]

On 2020-08-14, Marte Schwarz <marte.schwarz@gmx.de> wrote:

https://e2e.ti.com/support/logic/f/151/t/907073?keyMatch=TXB0104&tisearch=Search-EN-everything

Unidirektional würde mir besser gefallen udn nich mag auch nicht
glauben, dass es das nicht von der Stange geben soll. Die
TI-Suchmaschine war aber schon deutlich besser.

SN74AVC8T245 habe ich für 1.8V/2.5V/3.3V im Einsatz (mit festgelegtem
Direction-Pin).

In meinem isolierten USB-Seriell-Adapter sitzen 74LVC2T45 in Richtung
Target, die können 1.8V - 5V. Irgendwo (Fairchild, Nexperia?) gab es da
auch was pinkompatibles, das bis 1.2V \'runter geht.

cu
Michael

 

[Gerhard Hoffmann]

Am 14.08.20 um 16:10 schrieb Marte Schwarz:

Nein, die Schaltung ist ganz einfach SCH****. Wenn bei
einem NPN das Collectorpotential unter die Basis absackt, dann
ist er definitionsgemäß in der Sättigung. Die Basis wird dann
mit Ladungsträgern geflutet und das dauert etwa einen Monat
bis die wieder weg sind.

Und hier sackt der Collector nicht nur unter das
Basispotential, er soll noch 1V8 tiefer gehen. Bei
wirklichen Hochfrequenztransistoren könnte man sich
Sorgen machen, dass der Zenerdurchbruch BE zuschlägt.


Die Baker Clamp (Schottky von Basis nach Collector) hilft
in diesem Fall hier genau garnix, weil das Problem nicht
die fette Übersteuerung von der Basis-Seite ist.
1V8 mit 2k2/beta ist praktisch Konstantspannung, lediglich
die exp-Kennlinie der Emitterdiode sorgt irgendwann für
den Zusammenbruch.

Und nein, der 2N2222 ist kein NF-Transistor, das ist ein
Schalttransistor mit 250 MHz Transitfrequenz, und das sollte
wohl reichen um mit 1 MHz Daten über den Bus zu trommeln.

In den schönen Simulationsbildern konnte ich nur erkennen, dass es
nicht geht, aber nicht was genau passiert. Deshalb habe ich es mal mit
BC547B/BF199 zusammengelötet. Bei 200kHz sieht man viel besser was
genau passiert. Mit einer B-C Schottkydiode ist zwar die
Sättigungsverzögerung weg (800/300ns), dafür steigt Uc langsamer an
und braucht viel länger bis 4V erreicht werden.

Es muss eben erst mal die Kollectorkapazität geladen werden und dabei
auch noch Kollege Miller, der in diesem Fall noch durch die Schottky
Unterstützung findet. Also: Schnelle Transis und kleinste Schottkys,
dann kanns was werden. Auf keinen Fall dicke und lahme Transistoren, wie
2N222 oder BC337. BF199 klingt da erfolgversprechender

Und der low Pegel steigt von 0,2 auf 0,8V.
Am besten war BF199 ohne Schottky.

Welche Schottky hast Du denn probiert?

4V wurden nach 400ns erreicht. Damit sollte es bis vielleicht 250kHz
Takt funktionieren.

Immer noch zu langsam

Weiß jemand wie schnell der USBasp maximal kann und welchen Takt die
CSR Software nutzt?

Keine Ahnung, aber SPI macht man normalerweise ja schon eher im
MHz-Bereich.

Mittlerweile ist mir aber klar geworden, dass ich versuche das Rad neu
zu erfinden.
Passend ab 1,2V und 20Mbps wäre https://www.ti.com/lit/gpn/TXB0104
https://www.conrad.de/de/p/adafruit-1875-erweiterungsmodul-1516569.html

https://e2e.ti.com/support/logic/f/151/t/907073?keyMatch=TXB0104&tisearch=Search-EN-everything


Unidirektional würde mir besser gefallen udn nich mag auch nicht
glauben, dass es das nicht von der Stange geben soll. Die
TI-Suchmaschine war aber schon deutlich besser.

Marte

 

[Hans-Peter Diettrich]

Am 14.08.2020 um 16:10 schrieb Marte Schwarz:

Unidirektional würde mir besser gefallen udn nich mag auch nicht
glauben, dass es das nicht von der Stange geben soll.

Warum nicht differentielle Leitungstreiber verwenden? Haben wir schon in
den 80ern zum Anschluß von Plattentürmen benutzt. Speziell die Treiber
für USB sollten doch recht fix sein.

DoDi

 

[Hans-Juergen Schneider]

Gerhard Hoffmann wrote:

Am 14.08.20 um 16:10 schrieb Marte Schwarz:

Nein, die Schaltung ist ganz einfach SCH****. Wenn bei
einem NPN das Collectorpotential unter die Basis absackt, dann
ist er definitionsgemäß in der Sättigung. Die Basis wird dann
mit Ladungsträgern geflutet und das dauert etwa einen Monat
bis die wieder weg sind.

Du weißt aber schon, dass in Emitterschaltung genau dasselbe passiert.
Vcesat ist nunmal meistens kleiner als Vbe.

Und hier sackt der Collector nicht nur unter das
Basispotential, er soll noch 1V8 tiefer gehen.

Das Basispotenzial wird alleine durch Vbe bestimmt. Du musst auch
an den (im Beispiel) 2k2 denken.

Und nein, der 2N2222 ist kein NF-Transistor, das ist ein
Schalttransistor mit 250 MHz Transitfrequenz, und das sollte
wohl reichen um mit 1 MHz Daten über den Bus zu trommeln.

Der 2N2222 ist sowieso ein komischer Vogel. Ich hab aber keine
Ahnung, wofür der mal optimiert wurde. Jedenfalls erkennt man
das u.a. daran, dass er rückwärts (also E und C vertauscht)
noch relativ viel Verstärkung hat.

MfG
hjs

 

[Helmut Schellong]

On 08/14/2020 06:46, Wolfgang Martens wrote:

Am 13.08.2020 um 01:58 schrieb Gerhard Hoffmann:
https://www.flickr.com/photos/137684711@N07/50219444188/in/dateposted-public/lightbox/

 Es rächt sich eben, wenn man den Transistor knackig in die
Sättigung treibt.
Durch Variation der Widerstände kann man skurrile Kurvenformen erzeugen.
Der High-Level funktioniert nicht, weil der Collectorstrom ganz einfach
über die Basis versickert.

In den schönen Simulationsbildern konnte ich nur erkennen, dass es nicht
geht, aber nicht was genau passiert. Deshalb habe ich es mal mit BC547B/BF199
zusammengelötet. Bei 200kHz sieht man viel besser was genau passiert. Mit
einer B-C Schottkydiode ist zwar die Sättigungsverzögerung weg (800/300ns),
dafür steigt Uc langsamer an und braucht viel länger bis 4V erreicht werden.
Und der low Pegel steigt von 0,2 auf 0,8V.
Am besten war BF199 ohne Schottky. 4V wurden nach 400ns erreicht. Damit
sollte es bis vielleicht 250kHz Takt funktionieren.

Weiß jemand wie schnell der USBasp maximal kann und welchen Takt die CSR
Software nutzt?

Als Verbesserung zu BSS138 habe ich low Ugs SOT-23 Fet entdeckt, die besser
erhältlich sind als der RYC002N05:  BSH103, BSH105 und SI2302.

Mittlerweile ist mir aber klar geworden, dass ich versuche das Rad neu zu
erfinden.
Passend ab 1,2V und 20Mbps wäre https://www.ti.com/lit/gpn/TXB0104

Das halte ich für die beste Lösung.

Andere Lösungen sind auch möglich, wenn man andere Wege geht:
http://www.schellong.de/htm/audio_proj.htm#overvoltfast
50 MHz Rechteck mit NF-Transistor an 1,4V!


--
Mit freundlichen Grüßen
Helmut Schellong var@schellong.biz
www.schellong.de www.schellong.com www.schellong.biz
http://www.schellong.de/c.htm
http://www.schellong.de/htm/audio_proj.htm
http://www.schellong.de/htm/audio_unsinn.htm

 

[Gerhard Hoffmann]

Am 14.08.20 um 22:48 schrieb Hans-Juergen Schneider:

Gerhard Hoffmann wrote:

Am 14.08.20 um 16:10 schrieb Marte Schwarz:

Nein, die Schaltung ist ganz einfach SCH****. Wenn bei
einem NPN das Collectorpotential unter die Basis absackt, dann
ist er definitionsgemäß in der Sättigung. Die Basis wird dann
mit Ladungsträgern geflutet und das dauert etwa einen Monat
bis die wieder weg sind.

Du weißt aber schon, dass in Emitterschaltung genau dasselbe passiert.
Vcesat ist nunmal meistens kleiner als Vbe.

Ja, aber da funktioniert die Baker Clamp. Und 200 mV machen
nicht viel.

Und nein, der 2N2222 ist kein NF-Transistor, das ist ein
Schalttransistor mit 250 MHz Transitfrequenz, und das sollte
wohl reichen um mit 1 MHz Daten über den Bus zu trommeln.

Der 2N2222 ist sowieso ein komischer Vogel. Ich hab aber keine
Ahnung, wofür der mal optimiert wurde. Jedenfalls erkennt man
das u.a. daran, dass er rückwärts (also E und C vertauscht)
noch relativ viel Verstärkung hat.

C und E vertauschen war vor dem Erscheinen richtig guter FETs
ein beliebter Trick zum Erzielen niedriger Restspannungen, wenn wir
schon davon reden.